許多高性能、高頻率的PWM控製芯片，無論是數字類型還是模擬類型，都不具備或隻有有限的直接驅動功率MOSFET的能力。
因為功率MOSFET對柵極驅動電流有較高的要求，驅動芯片就相當於PWM開關控製芯片與功率MOSFET之間的橋梁，用來將開關信號電流和電壓放大，同時具備一定的故障隔離能力。
一旦確定了選用某種開關電源方案後，接下來就要選擇合適的驅動IC，而選好驅動芯片，就需要硬件工程師對電路特性有一定的了解。
以典型的AC/DC開關電源係統為例，PFC部分采用無橋升壓拓撲，可選用一顆NSD1025同時驅動兩路開關MOSFET，LLC的原邊可用一顆半橋隔離驅動芯片NSi6602同時驅動上下橋臂MOSFET，副邊用一顆NSD1025驅動全波同步整流MOSFET。選用高速高可靠性的驅動IC，可以幫助電源係統提升效率和功率密度。
以典型的AC/DC開關電源係統為例，PFC部分采用無橋升壓拓撲，可選用一顆NSD1025同時驅動兩路開關MOSFET，LLC的原邊可用一顆半橋隔離驅動芯片NSi6602同時驅動上下橋臂MOSFET，副邊用一顆NSD1025驅動全波同步整流MOSFET。選用高速高可靠性的驅動IC，可以幫助電源係統提升效率和功率密度。
由於開關電源經常需要硬開關驅動大功率負載，在硬開關以及布局限製的情況下，功率MOSFET往往會對驅動芯片的輸入和輸出端形成較大的地彈電壓和振蕩尖峰電壓。
地彈電壓會造成驅動器輸入端等效出現負電壓，因為內部等效體麻豆国产一区，大多數柵極驅動器能夠承受一定的負壓脈衝。然而，亦有必要采取預防措施，以防止驅動器輸入端的過衝和欠壓尖峰過大，而對驅動芯片造成損壞，或產生誤動作。
驅動輸入端負壓尖峰的形成原因
仍以PFC拓撲為例，低邊驅動器用在控製芯片與功率MOSFET之間，以幫助減小開關損耗,並為MOSFET提供足夠的驅動電流，以跨過米勒平台區域，實現快速打開。
在開關MOSFET的時候，有一個高di/dt的脈衝產生，這種快速變化與寄生電感共同作用，產生了負電壓峰值，可以用Vn = Lss* di/dt公式估算。
Lss代表寄生電感。寄生電感值約等於功率MOSFET的內部鍵合線和PCB回線接地回路中的電感量之和，其值可以從幾nH至十幾nH不等，寄生電感大小主要取決於PCB布局布線。
從上麵等式可以看出，負向電壓與寄生電感和電流變化率均成正比。在典型的低邊柵極驅動電路中，雖然控製器和功率MOSFET使用同一個直流地平麵作為參考，但一些情況下，由於驅動器和控製器有一定距離，所以總會存在寄生電感。
高di/dt的電流在流經MOSFET及其板級回路時，寄生電感存在會導致驅動器的地電位相對於控製器地電位瞬間抬升，驅動器的輸入和地之間就相當於出現一個瞬間負壓。在極端情況下，可能造成驅動器內部輸入ESD器件受損，驅動器出現失效。
另一個常見的出現輸入負壓的場景與對MOSFET進行電流采樣相關。為了實現更精確的控製，有時在功率MOSFET和大地之間會接一個采樣電阻，用這個采樣電阻來檢測流過MOSFET的電流，從而使控製器能快速做出響應。
而為了使MOSFET的驅動環路足夠小，會將驅動器的GND引腳與MOSFET的源極連接在一起，而控製芯片的GND與真正的地平麵在一起，這樣驅動器的GND和控製芯片GND之間就會存在一個偏置電壓，因此控製芯片輸出低電平時，相對於驅動器的輸入端，則有一個負向的偏置電壓。
如何應對輸入端負壓
對於寄生電感引起的輸入瞬間負壓，一般有三種應對方案。首先，可以通過減小開關速度來降低影響，減小開關速度能降低電流變化速率di/dt，瞬間負壓幅度也就會下降。但這樣處理有副作用，降低開關速度就會增加轉換時間，所以會增加開關損耗，而在一些應用中如果對響應時間有要求，降低開關速度的方法就未必適合。
第二種方法是盡可能優化PCB布局布線，減小寄生參數，從而減小負壓峰值，這是係統設計中常見的方法，但需要硬件工程師有非常豐富的設計經驗，而在一些設計條件限製下，也可能無法優化PCB布局布線。
第三種方法是選擇抗幹擾能力強的器件。
經驗豐富的工程師通常會同時考慮三種抗擾方案，然後根據應用約束來達到最優選擇。
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